Proiectarea unui filtru pasiv

8 IULIE 2019

Pentru stabilizatoarele coborâtoare de tensiune în aplicațiile cu zgomot ultra-redus.

Introducere
Sursele de tensiune în comutație (SMPS) au avantajul unui randament ridicat în comparație cu stabilizatoarele tradiționale LDO. Datorită naturii sale de comutație, un SMPS emite zgomot la frecvența sa de comutație și la armonicile sale. Acest articol ilustrează procedura de proiectare a filtrării pentru a obține un zgomot ultra-redus pe tensiunea de ieșire a stabilizatoarelor SMPS. Un filtru capacitiv cu un singur etaj este deseori utilizat în aplicațiile de conversie DC-DC. Condensatoarele ceramice cu ESR redus sunt utilizate pentru a răspunde specificațiilor riplului tensiunii de ieșire. Filtrul capacitiv cu un singur etaj este suficient pentru aplicații care nu necesită un riplu al tensiunii de ieșire mai mic de 1-2mV. Pentru aplicații precum RF ADC și DAC, unde este necesar un riplu mai mic de 1mV, trebuie utilizat un al doilea etaj de filtrare de tip LC pentru a suprima eficient zgomotul de comutație.

Proiectarea unui filtru cu un singur etaj
Un convertor sincron coborâtor de tensiune constă dintr-un condensator de intrare CIN, două comutatoare S1 și S2 cu diodele lor, un inductor L de stocare a energiei și un condensator de ieșire, COUT. Sursa de intrare oferă energie inductorului de pu­tere L și sarcinii când S1 este în stare ON și S2 în stare OFF. Pe durata acestei perioade, curentul pe inductor crește. Energia stocată în inductor este transferată condensatorului de ieșire și sarcinii când S2 este în stare On și S1 este în stare OFF, cauzând scăderea curentului pe inductor. Comportamentul de comutație al stabilizatorului coborâtor de tensiune face ca tensiunea de ieșire să fluctueze. Condensatorul de ieșire COUT este plasat la ieșire pentru a duce tensiunea de ieșire într-o stare de echilibru. Condensatorul de ieșire reduce riplul tensiunii de ieșire oferind o cale de impedanță joasă pentru revenirea la masă a componentelor de tensiune de înaltă frecvență. În dezvoltarea ulterioară, este asumat faptul că dispozitivul convertor coborâtor de tensiune operează în modul de conducție continuă (CCM) pentru minimizarea riplului tensiunii de ieșire. Inductanța L este proiectată pentru a respecta cerințele de riplu de curent pe inductor. Inductanța minimă L este determinată ca:

LMin = ((VIN – VOUT)D)/(IL,p-p*fSW )  (1)

Figura 1: Operarea CCM a stabilizatorului sincron coborâtor de tensiune.

Unde VIN și VOUT reprezintă tensiunile de intrare și de ieșire, respectiv D=VOUT/VIN reprezintă raportul de umplere, IL,p-p este riplul de curent vârf la vârf, iar fSW reprezintă frecvența de comutație a convertorului. În mod tipic, riplul de curent pe inductor vârf la vârf este selectat ca 20-40% din curentul de ieșire DC.
Capacitatea de ieșire este selectată pentru a asigura că riplul de ieșire este sub valoarea vârf la vârf specificată. Pentru un filtru capacitiv cu un singur etaj, poate fi obținut un riplu de tensiune de ieșire minim de 1mV până la 2mV. La starea de echilibru, sarcina electrică netă livrată către condensator este nulă în cadrul unei perioade de comutație:

Figura 2: Layout tipic de PCB pentru modulul de putere MPM3833C.

∆QC = T/4 *IL,p-p/2    (2)

Unde T este perioada unui ciclu de comutație. Prin definiție, sarcina condensatorului într-o perioadă dată poate fi exprimată, de asemenea, ca:

∆QC = C∆VC    (3)

Egalând ecuațiile (2) și (3), capacitatea minimă pentru a atinge riplul de tensiune de ieșire vârf la vârf, VOUT,p-p este determinat ca:

CMin = IL,p-p/(8fSW∆VC,p-p)   (4)

Ideal, capabilitatea de șuntare a zgomotului poate fi crescută prin legarea în paralel a mai multor condensatoare de ieșire. În practică, condensatoarele de ieșire sunt plasate lateral pe plăcuța de PCB.
Adăugarea mai multor condensatoare de ieșire pe un PCB ar introduce o inductanță parazită suplimen­tară și o rezistență AC pe calea de șunt, reducând astfel eficiența ocolirii zgomotului de comutație.
Un layout tipic de PCB al unui modul de putere de la MPS, care integrează inductoare optimizate pentru a simplifica proiectarea convertorului de putere, este prezentat în figura 2. În stratul PCB al MPM3833C, pentru calea de putere de ieșire este utilizat un traseu lat de cupru, pentru a minimiza pierderile de putere. Condensatoarele de ieșire sunt plasate de-a lungul căii de curent de ieșire. După cum se poate observa în figură, odată cu creșterea numărului de condensatoare plasate pe planul de ieșire, distanța de la condensatorul adițional la pinul de ieșire al modulului de putere crește. În consecință, apare o inductanță parazită mai mare în condensatorul de ieșire care este mai departe de modulul de putere. Adăugarea mai multor condensatoare de ieșire devine din ce în ce mai puțin eficientă și eventual, buclele de șunt sunt dominate de inductanța parazită.

Figura 3: Riplul tensiunii de ieșire al MPM3833C cu un condensator de ieșire de 22uF.

Pentru a demonstra impactul inductanței parazite în buclă, este simulat – utilizând Simplis – un modul MPM3833C cu diferite condensatoare de ieșire. Se presupune că fiecare condensator suplimentar de ieșire introduce o inductanță parazită suplimentară de 0.5nH în bucla de bypass. Figura 3 ilustrează riplul de ieșire al modulului de putere cu un condensator de 22uF. Condensatorul de bypass reduce efectiv riplul de ieșire la aproximativ 3mV la o intrare de 5V, ieșire de 1.2V și o sarcină de 2A.
Pentru a reduce și mai mult riplul tensiunii de ieșire, este plasat suplimentar un condensator de 22uF la ieșire. De vreme ce noul condensator trebuie să fie plasat mai departe de modulul de putere, inductanța parazită care apare în noul condensator este de 1nH. Riplul simulat al tensiunii de ieșire (folosind 4 condensatoare) este prezentat în figura 4(a), unde, se vede că este redus la 2mV.

Prin comparație cu forma de undă prezentată în figura 3, unde un condensator de ieșire de 22uF a coborât efectiv riplul tensiunii de ieșire la 3mV, condensatorul de ieșire suplimentar este mai puțin eficient. Figura 4(b) prezintă riplul tensiunii de ieșire în cazul adăugării condesatorului suplimentar de 22uF. Acesta introduce o inductanță parazită de 1.5nH în bucla sa de bypass. Așa cum se observă în figură, riplul tensiunii de ieșire obținut prin adăugarea unui condensator suplimentar de 22uF este mai mic de 5% față de situația precedentă.

Figura 4: Riplul tensiunii de ieșire al MPM3833C cu (a) 4 condensatoare de ieșire de 22uF și (b) 5 condensatoare de ieșire de 22uF.

După cum s-a demonstrat în figurile 3 și 4, inductanța parazită în circuit va deveni dominantă odată cu adăugarea mai multor condensatoare pe plăcuța de PCB. Până la urmă, avantajul adăugării de condensatoare suplimentare va fi negată de inductanța parazită adăugată în buclă.

Proiectarea unui filtru cu două etaje
Tipic, condensatorul de ieșire șunt poate reduce eficient riplul tensiunii de ieșire la 1mV. Dincolo de acest punct, este nevoie de un al doilea etaj de filtrare pe ieșire, pentru a obține un riplu de tensiune de ieșire mai mic (sub 1mV). Figura 5 ilustrează un al doilea etaj de filtrare LC, care este conectat în cascadă cu primul etaj de condensatoare de ieșire. Acest al doilea filtru constă dintr-un inductor de filtrare și rezistența sa serie DCR, o ramură cu condensator de bypass și o ramură de atenuare. Filtrul LC lucrează prin crearea unei impedanțe ridicate pe ieșire. Inductorul de filtrare Lf este rezistiv în gama de frecvență ridicată dorită și disipă energia zgomotului sub formă de căldură. Inductorul în combinație cu condensatorul de șunt adițional formează o rețea de filtrare trece jos LC.

Figura 5: Al doilea etaj filtru LC cu ramură paralelă de atenuare.

Etajul secund de filtrare este foarte eficient în reducerea zgomotului tensiunii de ieșire, atunci când este corect proiectat. În acest etaj de filtrare, dimen­sionarea componentelor este crucială pentru banda de frecvență dorită. Primul pas al procedurii de proiectare implică alegerea condensatorului de ieșire din primul etaj, după cum este arătat în Ecuația (4). Un riplu al tensiunii de ieșire de 5mV până la 10mV este tipic pentru proiectarea primului etaj. Uzual, un condensator de 10-22uF este suficient. Pentru a se asigura stabilitatea sistemului, condensatorul COUT din primul etaj trebuie să fie mai mic decât condensatorul de bypass C1 din al doilea etaj.

Figura 6: Curba de scădere tipică a unui condensator ceramic la polarizare DC.

Odată ce este determinat condensatorul primului etaj, COUT, și este dat riplul tensiunii de ieșire (la frecvența dată), atenuarea cerută în al doilea etaj de filtrare LC poate fi determinată ca:

A0,dB = 20log VO,p-p/V1,p-p    (5)

Unde V1,p-p reprezintă riplul de tensiune vârf la vârf la condensatorul de ieșire, iar VO,p-p reprezintă tensiunea de ieșire vârf la vârf (după filtrul din al doilea etaj). Utilizând analiza fazorială, amplitudinea câștigului filtrului LC este determinată ca:

|H(f)|=1/√([1-(2πf)2 Lf C1]2 + (ωRDC C1)2)   (6)

Trebuie observat că impedanța ramurii de atenu­are, care constă dintr-o rezistență serie mare este mult mai mare decât ramura de bypass la frecvența de comutație. Prin urmare filtrul prezentat în figura 5 este aproximat ca un filtru RLC de ordin 2.
Frecvența de tăiere a filtrului este determinată ca

f0 = 1/(2π√(Lf C1 ))    (7)

Tipic, un inductor cu o inductanța de la 0.22uH până la 1uH poate fi selectat pentru a obține riplul de ieșire dorit. Inductorul trebuie selectat pentru a avea un DCR minim deoarece rezistența serie crește disiparea de putere și reduce stabilizarea tensiunii de ieșire. Trebuie menționat că odată cu creșterea curentului DC, materialul de miez al inductorului devine saturat, ceea ce reduce inductanța. Trebuie avută grijă în asigurarea că inductanța este suficient de mare la curentul DC nominal.
Odată ce este selectat inductorul de filtrare, DCR-ul său poate fi extras din datele tehnice. Filtrul LC din al doilea etaj, care este un filtru de ordinul 2, oferă un răspuns de 40db pe decadă după frecvența de tăiere. Atenuarea la frecvența dată poate fi estimată ca:

A(f)=-40log(f/f0 )dB   (8)

Utilizând atenuarea calculată în ecuația (5), frecvența de tăiere este determinată ca:

f0 = f/10(A0/(-40))    (9)

Ca urmare, capacitatea de bypass necesară C1 este determinată ca:

C1 = 1/(4π2 f02 Lf )    (10)

În rolul condensatoarelor de bypass ar trebui utilizate condensatoare ceramice, datorită valorilor reduse al ESL și ESR. Trebuie menționat că valoarea capacității condensatoarelor ceramice experimen­tează o scădere a valorii nominale la tensiunea de polarizare DC. Figura 6 prezintă curba de scădere cu tensiunea DC a condensatorului ceramic Murata 0805, cu o valoare nominală la 6.3V.
După cum se poate vedea în figură, la tensiunea de polarizare nominală DC, capacitatea scade la 20% din valoa­rea nominală. Condensatorul de filtrare ar trebui selectat la tensiunea de polarizare nominală conform factorului de scădere.

Figura 7: Răspuns treaptă a unui filtru LC (a) sub-atenuat și (b) supra-atenuat.

Figura 8: EVRF0102 – modul de sursă de tensiune cu zgomot ultra-redus.

Atenuare
Etajul secund de filtrare LC poate introduce vârfuri de rezonanță dacă nu este corect atenuat. Rezonanța dintre inductorul de filtrare și condensatorul de bypass poate amplifica riplul de ieșire și poate crea un sunet nedorit la sarcinile tranzitorii. Figura 7 prezintă tensiunea de ieșire a unui sistem de conversie sub-atenuat cu un etaj secund de filtrare LC. Inițial, sistemul operează într-o stare de echilibru. La t = 200uS, este inițiată o sarcină tranzitorie de la 1A la 2A, care cauzează un zgomot dat de tensiunea de ieșire. Figura 7(b) ilustrează tensiunea de ieșire și curentul sub o sarcină tranzi­torie a unui filtru de etaj secund supra-atenuat. Pentru a evita sunete nedorite la sarcini tranzitorii, rezonanța filtrului LC din etajul secund trebuie corect atenuată. În majoritatea proiectelor, filtrul din al doilea etaj va fi plasat în afara buclei de control pentru a evita problemele legate de stabilitatea controlului. În consecință, atenuarea trebuie să fie obținută cu componente pasive (rezistențe de atenuare adiționale).
Inductorul de filtrare include uzual o rezistență secundară de DC în serie cu inductorul. Acest DCR oferă atenuarea rețelei. Totuși, pentru a oferi o atenu­are suficientă pentru circuitul RLC serie, rezistența serie trebuie să satisfacă relația RDC>2√(Lf/C1). În majoritatea cazurilor, DCR singură nu poate oferi o atenuare suficientă. În acest moment, în paralel cu condensatorul de bypass este înserată o rețea de atenuare RC, pentru a atenua circuitul rezonant împreună cu rezistorul serie DCR.

Exemplu de proiectare
EVREF0102A este modulul de putere analogic dezvoltat pentru kitul de caracterizare ZCU1275 Zynq UltraScale+RFSoC. Acest modul oferă o sursă de tensiune cu zgomot ultraredus pentru convertoarele de date de mare viteză ale kitului de dezvoltare ZCU1275.
EVREF0102A implică cinci module de putere în mod de comutație, coborâtoare de tensiune, cu randament ridicat, cu inductoare integrate. MPM3833C este un modul de putere ultra-mic, coborâtor de tensiune, de 6V, 3A, iar MPM 3683-7 este un modul de putere de 16V, 8A.
Ambele module de putere prezintă funcții de protecție integrate, inclusiv OCP, OVP, UVP și OTP. Comparativ cu soluțiile tradiționale LDO, EVREF 0102A poate atinge o îmbunătățire a randamentului de până la 80%. Modulul de putere analogic, EVREF0102A atinge, de asemenea, nivele de zgomot ultra-reduse pentru a răspunde specificațiilor convertorului de date de mare viteză Xilinx prin folosirea operării în modul de conducție continuă forțată (CCM) și implementarea de filtre pasive.
Filtrele pasive CLC sunt utilizate pentru liniile cele mai sensibile ADC și DAC, iar filtrele capacitive sunt utilizate pentru restul liniilor de putere.

Figura 9: Măsurarea zgomotului de ieșire pe linia ADC_AVCC a EVREF0102.

Procedura de proiectare este ilustrată pe linia ADC_AVCC, unde modulul de putere MPM3833C este implicat pentru alimentarea liniei. MPM3833C integrează un inductor de putere de 1µH, riplul de curent al inductorului la intrare de 5V și ieșire de 0.925V este determinat ca 0.63A prin aplicarea ecuației (1). Apoi, condensatorul de ieșire din primul etaj este selectat pe baza ecuației (4) ca 22uF pentru a oferi un riplu de tensiune de 3mV către filtrul din etajul secund. Câștigul cerut de către etajul secund cu filtru LC este determinat cu ecuația (5) ca fiind -30 dB pentru a atinge un riplu al tensiunii de ieșire de 120µV la frecvența de comutație. Pentru exemplul nostru a fost selectat inductorul cip de 0.24uH, DFE201612E-R24 de la Murata. Liniile ADC și DAC necesită un zgomot ultra-redus pe gama de frecvență de până la 15MHz. Pentru a oferi atenuarea cu o marjă suficientă, frecvența de tăiere a filtrului secund este selectată la 25kHz. În final, condensatoarele de filtrare sunt selectate ca 150uF. Frecvența de tăiere este selectată pentru a compensa creșterea câștigului de înaltă frecvență datorită impedanței inductive parazite implicate în bucla de filtrare, ce crește la frecvență ridicată (până la 15MHz). Este, de asemenea, selectat un condensator SP-Cap cu 100mOhm ESR pe post de condensator de atenuare. De vreme ce rezistența serie cu SP-Cap este suficient de ridicată pentru atenuare, nu este nevoie de o rezistență externă.
În figura 9 este prezentată transformata FFT asupra măsurării zgomotului de ieșire a EVREF0102A. După cum se observă în figură, zgomotul de vârf la frecvența de comutație este redus la 14uV.

Concluzie
În acest articol este prezentată procedura de proiectare a unui filtru de ieșire pentru un stabilizator coborâtor de tensiune, pentru a obține un zgomot ultra-redus al tensiunii de ieșire. Un singur etaj de filtrare cu condensator de ieșire este capabil să reducă riplul tensiunii de ieșire până la 2mV. Un al doilea filtru LC este adăugat pentru a reduce efectiv riplul tensiunii de ieșire la mai puțin de 1mV. Proiectarea unui al doilea filtru LC implică selectarea inductorului de filtrare, a condensatorului de bypass și a ramurii de atenuare. Este prezentat un exemplu pentru linia de putere a unui convertor ADC de pe kitul Xilinx ZCU 1275. Filtrul optimizat îndepărtează efectiv riplul tensiunii de ieșire pentru a satisface cerințele de zgomot ultra-redus ale liniilor ADC/DAC. Dacă doriți să aflați mai multe informații, vă invităm să intrați în legătură cu contactul dvs. CODICO pentru România.

Gergely Balogh | Tel: +36 308 670 687 |  Gergely.Balogh@codico.com |

CODICO | https://www.codico.com |   https://www.codico.com/shop

Lasă un răspuns

Adresa ta de email nu va fi publicată. Câmpurile necesare sunt marcate *

  • Folosim datele dumneavoastră cu caracter personal NUMAI pentru a răspunde comentariilor/solicitărilor dumneavoastră.
  • Pentru a primi raspunsuri adecvate solicitărilor dumneavoastră, este posibil să transferăm adresa de email și numele dumneavoastră către autorul articolului.
  • Pentru mai multe informații privind politica noastră de confidențialitate și de prelucrare a datelor cu caracter personal, accesați link-ul Politica de prelucrare a datelor (GDPR) si Cookie-uri.
  • Dacă aveți întrebări sau nelămuriri cu privire la modul în care noi prelucrăm datele dumneavoastră cu caracter personal, puteți contacta responsabilul nostru cu protecția datelor la adresa de email: gdpr@esp2000.ro
  • Abonați-vă la newsletter-ul revistei noastre