Conectarea între convertoare A/D şi microcontrolere prin linii de transmisie lungi

17 IUNIE 2009

Pentru construcţia de sisteme de înaltă performanţă sunt disponibile numeroase dispozitive de precizie. Pentru aceste sisteme, dispunerea şi construcţia sunt foarte importante. Totuşi, pentru sisteme cu plăci multiple, interconectarea plăcilor poate fi o parte importantă a proiectării PCB (Printed Circuit Board). În trecut, nu s-ar fi dat atenţie detaliilor de interconectare, deoarece acestea nu au fost considerate ca putând fi aplicate la circuite de senzori cu comandă de la distanţă.
Conectarea unui convertor A/D “lent”, cu o frecvenţă de ceas de 2,25MHz pe o distanţă scurtă, cu un fir de 1 metru, la un microcontroler este la fel de uşor de realizat ca şi cumpărarea şi conectarea firelor. Dar o proiectare proastă a interconectării la PCB poate strica cu uşurinţă un proiect care utilizează componente nemaipomenite. Dar nu este problema noastră – sau aşa credeam!
În acest articol ne vom concentra pe factorii critici sau cei care pot fi percepuţi ca “surpriză” când se realizează un sistem de interconectare PCB de înaltă performanţă.
Figura 1 prezintă un cablu cu fire torsadate CAT-5 de 1 metru care conectează un convertor analog-digital cu registru de aproximări succesive (SAR ADC – Successive Approximation Register Analog-to-Digital Converter) reprezentat de ADS8326 şi un microcontroler reprezentat de placa de evaluare MSP430 (EVM). ADS8326 este un convertor A/D de 16-biţi, viteză ridicată, cu alimentare redusă între 2,7 – 5,5V. Frecvenţa ceasului sistemului pentru acest dispozitiv variază între 24kHz şi 4,8MHz. Puterea joasă şi dimensiunea mică îl fac aplicabil pentru sistemele portabile şi alimentate de la baterii. Platforma MSP430 de putere ultra-scăzută de 16-biţi, cu controlere de semnal mixt RISC furnizează soluţii pentru aplicaţiile de măsurare pe baterii sau embedded de 8-biţi şi 16-biţi.
Microcontrolerul transmite un semnal de ceas de 2,25MHz şi unul de Chip Select (CS) prin cablul CAT-5 până la convertorul A/D (Figura 2). Convertorul A/D răspunde prin transmiterea datelor de conversie înapoi la microcontroler.
Datorită semnalului lent de ceas, problemele la limita între aceste două dispozitive nu erau iniţial aparente. În mod surprinzător, s-a descoperit că datele de transmisie între aceste plăci, combinate cu impedanţele caracteristice necompatibile, au cauzat erori semnificative de reflexie prin bucla de un metru. Aceste reflexii deformau semnalele de ceas şi de date între plăci.
Figura 3 exemplifică ce se întâmplă când se ţine cont de impedanţele liniei între două plăci. CH1 prezintă semnalul de ceas de 2,25MHz transmis dinspre partea de circuit a microcontrolerului înspre placa convertorului A/D. Acesta foloseşte acest semnal de ceas pentru a sincroniza datele transmise înapoi la microcontroler. CH4 arată sosirea datelor de la convertorul A/D la microcontroler. Ambele canale arată că distorsiunea de semnal depăşeşte pragurile de nivel superior şi inferior, cu apariţia unor depăşiri superioare sau inferioare semnificative de semnal. Semnalele au muchii false sau supra-oscilaţii şi limite de operare reduse. Privind la partea de circuit a convertorului A/D se pot observa efecte similare.
Răspunsul imediat la efectul de supra-oscilaţie reflectat în Figura 3 este micşorare frecvenţei ceasului. Puteţi găsi un remediu rapid şi de succes sau puteţi fi pus în dificultate cum am fost noi în acest exemplu. Deseori, inginerii sunt convinşi că frecvenţa ceasului dictează tipul PCB-ului care trebuie implementat, ignorând astfel timpii de creştere şi cădere sau timpul de comutare al ceasului. Totuşi, pentru a stăpâni efectele liniei de transmisie, trebuie definită frecvenţa cea mai ridicată a semnalului pe baza timpilor de comutare – nu a frecvenţelor semnalului.

Frecvenţa de operare efectivă
Sistemele de interconectare de înaltă-performanţă necesită atenţie la problemele legate de linii lungi de transmisie. Aceste probleme sunt reflexia şi sarcina finală. Frecvenţa reală a ceasului descrie frecvenţa ceasului sau cea de transmisie a datelor în aplicaţie. În circuitul de test, această frecvenţă este 2,25MHz.
Pentru calculul în cazul cel mai rău, se utilizează valoarea cea mai mică între tCRESTERE şi tCADERE.
La determinarea timpului de creştere pe bancul de testare, trebuie avut grijă ca orice limitări ale echipamentului de testare să fie cunoscute. Utilizând un osciloscop, se trece la calcularea timpilor de comutare de creştere şi căderea semnalului şi EOF prin inspecţie. De exemplu, dacă timpul de creştere al semnalului măsurat este 2nsec, EOF-ul semnalului va fi 175MHz.
Erorile echipamentelor pot fi de asemenea calculate cu o relaţie care utilizează rădăcina pătrată a sumei pătratelor sau RSS (Root-Sum-Square). De exemplu, lăţimea benzii sondei poate fi 500MHz, în timp ce lăţimea benzii osciloscopului este de 350MHz. Utilizând o formulă RSS, timpul de creştere măsurat al unui semnal de 2nsec şi limitările de mai sus ale echipamentului sunt de fapt egale cu 1,6nsec.

Reflexii numeroase
Acum, având determinat EOF-ul sistemului, trebuie caracterizate conexiunile între microcontroler şi un convertor A/D prin definirea lungimii critice a liniei de transmisie. În sistemul de test, timpul de creştere al semnalului, întârzierea propagării şi lungimea cablului sunt relaţionate.
Întârzierea propagării este timpul necesar pentru ca un semnal să călătorească de la un transmiţător la un receptor. O dificultate majoră de proiectare a unui PCB de viteză ridicată este asigurarea ca această întârziere a semnalului să fie mai mică decât timpul de creştere sau timpul de cădere.
Dacă timpul de întârziere a propagării semnalului este mai mic decât o şeptime din tCRESTERE (<15% x tCRESTERE), se poate modela conexiunea ca un model inductiv-capacitiv pi (model LC pi). Dacă tCRESTERE este mai mare decât timpul de întârziere a propagării, se poate folosi teoria microundelor pentru a modela linia de transmisie a interconexiunii plăcilor. Dimpotrivă, dacă liniile sunt suficient de scurte, semnalul va creşte în timpul întârzierii propagării liniei şi reflexia devine o parte a muchiei crescătoare. Cu linii de conectare mai lungi, întârzierea propagării poate fi mai mare decât timpul de creştere al semnalului, iar reflexiile apar ca o depăşire superioară sau inferioară. Timpul de propagare a întârzierii (TPÎ) este proporţional la constanta dielectrică relativă a firelor torsadate. Pentru un AWG de 24 de fire, TPÎ tipic este aproximativ egal cu 134ps/inch. Atâta timp cât lungimea cablului este mai mare decât 1,68 inch şi timpul de comutare al semnalului este mai mic decât 1,6nsec, este nevoie de modelul de transmisie al liniei pentru a analiza cablul. În teoria liniei de transmisie, tensiunea şi curentul de-a lungul liniei de transmisie poate varia în amplitudine şi fază în funcţie de poziţie. ZO este impedanţa caracteristică a liniei de transmisie când aceasta este infinit de lungă sau ideal terminată. Izolatorul cablurilor şi permitivitatea aerului determină valoarea lui Er. Distanţa între cabluri este D, iar diametrul firelor cablului este a. Pentru un AWG cu 24 de fire, D este 0,038 inch, a este 0,02 inch, Er este 2,5 şi ZO este 101W. Impedanţa caracteristică a liniei de transmisie influenţează în mare măsură răspunsul tranzient al unui semnal care trece prin acesta. Coeficientul de reflexie al tensiunii (G) este fracţia între unda tensiunii reflectate şi unda tensiunii incidente a amplitudinii. ZL este impedanţa de sarcină. Dacă sarcina nu este potrivita pentru linie, unda incidentă va fi reflectată la interfaţa liniei şi sarcinii. În consecinţă, puterea livrată la sarcină va fi redusă. Acest lucru se mai numeşte şi pierdere de adaptare sau RL. Pentru sistemul de test, driverul (microcontrolerul) are o rezistenţă internă a sursei de 20W. Impedanţa caracteristică a cablului (ZO-430) este apropiată de 100W, iar impedanţa de intrare a receptorului (Convertorul A/D) este 1GW. Impedanţa de ieşire a driverului (ZO-8326) se poate modifica odată cu cererea de curent sau să varieze de la un dispozitiv la altul. Impedanţa de intrare a receptorului (ZL-8326) poate fi mai mare decât 1GW. O valoare infinită pentru ZL produce un coeficient de reflexie de valoare 1. O muchie crescătoare digitală se comportă ca un semnal AC pur. Când un semnal AC atinge capătul liniei căii de transmisie cu o nepotrivire între ZO şi ZL al terminaţiei, o porţiune (de până la 100% când reflexia este = 1) a undei este reflectată. Când unda se reflectă înapoi de-a lungul liniei de transmisie, aceasta ajunge eventual la sursa de origine. Dacă există o nepotrivire între ZO şi impedanţa sursă (ZS), anumite porţiuni ale undei sunt reflectate din nou. Superpoziţia acestor unde reflectate poate cauza degradarea semnificativă a semnalului. Cu Figura 4, factorul de reflexie la capătul receptor este 1, iar factorul de reflexie la driver este -0,8. De la aceste două numere se poate calcula amplitudinea exactă de supra-oscilaţie la orice moment în timpul propagării semnalului. Semnalul iniţial al driverului este 3,3V. Când este iniţiată transmisia unui semnal (Figura 4), un semnal de 3,3V de pe partea driverului microcontrolerului este transmis către convertorul A/D. Când semnalul este de tensiunea iniţiată, la microcontroler este egal cu 2,75V deoarece -0,8 este factorul de reflexie la interfaţa microcontrolerului. După o perioadă de întârziere a propagării TPÎ, la interfaţa controlerului A/D apare un semnal de 5,5V. La partea aceasta a receptorului, factorul de reflexie este 1. După două perioade de întârziere a propagării semnalul apare iar la interfaţa microcontrolerului. Când semnalul apare la microcontroler, amplitudinea acestuia este egală cu 3,2V. După trei perioade de întârziere a propagării, un semnal de 0,9V apare la interfaţa convertorului A/D. Figura 5 ilustrează reflexia semnalului şi fenomenul de supra-oscilaţie la driverul microcontroler şi receptorul convertor A/D. Stăpânirea circuitului printr-o sarcină finală Dacă impedanţa sursă nu este potrivită, semnalul la sarcină va fi distorsionat. Astfel, trebuie ca toate cablurile să dispună de sarcină finală când întârzierea propagării pe cablu depăşeşte jumătate din tCRESTERE. O sarcină finală bună este atunci când impedanţa caracteristică se potriveşte cu cea a sursei şi a impedanţei sarcinii. Într-o schemă cu sarcină finală în serie cu sursa (Figura 6), rezistenţa driver se potriveşte cu impedanţa cablului (ZC) versus potrivirea impedanţei la sarcină (ZL). Din moment ce impedanţa de ieşire a driverului este mai mică de 100W, se adaugă o rezistenţă în serie la impedanţa sursei semnalului pentru a se potrivi cu impedanţa cablului ZC. Practic, de obicei este adecvată şi utilizată o sarcină finală numai la un capăt al transmisiei. Dacă se foloseşte acelaşi circuit (Figura 1) şi se acordă atenţie problemelor cu sarcină finală, se pot corecta majoritatea distorsiunilor de ceas şi date la convertorul A/D. Figura 7 prezintă soluţia cu sarcină finală propusă pentru exemplul aplicaţiei test. Captura de pe osciloscop din Figura 8 prezintă ceasul microcontrolerului în CH1 şi datele returnate de la convertorul A/D pe CH4. Tehnica prezentată în Figura 7 utilizează o sarcină finală AC sau o rezistenţă de 100 în serie cu un condensator de 220pF cuplat la masă. O sarcină finală AC are cea mai mică pierdere de putere deoarece curentul trece prin rezistenţa sarcinii finale numai atunci când condensatorul se încarcă. Constanta de timp a perechii RC este egală cu de trei ori (sau mai mult) din timpul de creştere al semnalului, sau tCRESTERE. Deoarece tCRESTERE este 1,6 nsec, de 13,75 ori tCRESTERE este aproximativ 22 nsec. Este instalată o sarcină finală în serie de 80W pe partea cu driverul liniei de transmisie, iar sarcina finală AC este instalată pe partea receptorului. Privind în perspective
Deşi vitezele ceasurilor din aplicaţia test sunt sub 30-40MHz, acest sistem de înaltă performanţă a necesitat atenţie la probleme pentru linii lungi de transmisie, precum reflexia şi sarcina finală. S-a analizat problema pe marginea unui cablu cu fire torsadate şi s-a descoperit că viteza mică a ceasului de 2,25MHz prezenta erori de transmisie pentru o simplă transmisie prin conexiune placă la placă.
În plus, au fost luaţi în considerare factorii critici pentru realizarea unui sistem de interconectare PCB de înaltă performanţă. Trecând la discuţia despre sarcină finală s-a stabilit că semnalul cu frecvenţa cea mai mare a fost determinat de timpii de comutare ai semnalului. Aceste probleme au fost analizate pe un cablu cu perechi de fire torsadate. Prin analizarea modelului liniei de transmisie, s-a descoperit că timpul de întârziere al propagării mai mare decât 15% din timpul de creştere al semnalului dictează care tehnică de sarcină finală trebuie utilizată.
Mulţumiri speciale domnului Tom Hendrick de la Texas Instruments pentru îndrumarea şi contribuţia sa în definirea acestui subiect şi în organizarea testului.

Referinţe:
1. “High Speed Digital Design: A Handbook of Black Magic,” Howard Johnson, Prentice Hall, 1993
2. “Managing Signal Quality,” Mentor Graphics/Xilinx, 2005
http://www.xilinx.com/publications/xcellonline/xcell_53/xc_pdf/xc_mentor53.pdf

Despre Autori
John Zhonghua Wu este Senior Application Engineer la Texas Instruments. Acesta deţine o diplomă de Bachelor of Engineering în Electronic Engineering de la University of Dalian, P.R. China, şi o diplomă de Master of Science în Electronic Engineering de la Chinese Academy of Sciences.
Bonnie Baker este Senior Application Engineer la Texas Instruments. Aceasta deţine o diplomă de Masters of Engineering în Electrical Engineering de la University of Arizona.

Contact:
Irina Marin
irina.marin@ecas.ro
ECAS ELECTRO
Tel: 021 204 81 00
Fax: 021 204 81 30
birou.vanzari@ecas.ro

Lasă un răspuns

Adresa ta de email nu va fi publicată. Câmpurile necesare sunt marcate *

  • Folosim datele dumneavoastră cu caracter personal NUMAI pentru a răspunde comentariilor/solicitărilor dumneavoastră.
  • Pentru a primi raspunsuri adecvate solicitărilor dumneavoastră, este posibil să transferăm adresa de email și numele dumneavoastră către autorul articolului.
  • Pentru mai multe informații privind politica noastră de confidențialitate și de prelucrare a datelor cu caracter personal, accesați link-ul Politica de prelucrare a datelor (GDPR) si Cookie-uri.
  • Dacă aveți întrebări sau nelămuriri cu privire la modul în care noi prelucrăm datele dumneavoastră cu caracter personal, puteți contacta responsabilul nostru cu protecția datelor la adresa de email: gdpr@esp2000.ro
  • Abonați-vă la newsletter-ul revistei noastre