TIPS ‘N TRICKS

27 APRILIE 2007

Microchip continuă să ofere produse inovative mai mici, mai rapide, mai uşor de utilizat şi mult mai sigure. Microcontrolere PICmicro® bazate pe memorie Flash sunt utilizate într-o gamă largă de produse uzuale, de la detectoare de fum la produse industriale, auto şi medicale. Familia PIC12F/16F de dispozitive cu comparatoare de tensiune on-chip uneşte toate avantajele arhitecturii PICmicro MCU şi flexibilitatea de memorie program Flash cu caracterul semnalului mixt al unui comparator de tensiune. Împreună, aceste caracteristici formează un bloc economic hibrid analog/digital cu puterea şi flexibilitatea de a lucra în lumea analogică. Flexibilitatea memoriei Flash şi o suită excelentă de unelte de dezvoltare, inclusiv un depanator economic In-Circuit, programator serial in-circuit (ICSP™) şi emulatorul MPLAB® ICE 2000, fac ca aceste dispozitive să fie ideale pentru aproape orice aplicaţie de control embedded. Următoarea serie de sfaturi Tips ‘n Tricks poate fi aplicată unei varietăţi de aplicaţii cu majoritatea comparatoarelor de tensiune discrete sau cu microcontrolere cu comparatoare de tensiune on-chip.

Figura 1-1 Comparator cu fereastră

TIP #1 Comparaţie cu fereastră
Atunci când este monitorizat un senzor extern, este adesea convenabil să se poată determina când semnalul a ieşit dintr-o plajă de operare sigură prestabilită sau o fereastră de operare. Acest lucru cu fereastră asigură circuitului o alarmă atunci când semnalul depăşeşte superior sau inferior limitele de siguranţă, ignorând fluctuaţii minore din cadrul plajei de operare.
Pentru implementarea unui comparator fereastră sunt necesare două comparatoare de tensiune şi trei rezistenţe (vedeţi Figura 1-1).
Rezistenţele R1, R2 şi R3 formează un divizor de tensiune care generează praguri superioare şi inferioare de tensiune. Ieşirile Limită superioară (HIGH LIMIT) şi Limită inferioară (LOW LIMIT) sunt ambele de tip active high, generând un 1 logic pe ieşirea HIGH LIMIT când tensiunea de intrare creşte peste pragul superior, şi un 1 logic pe ieşirea LOW LIMIT atunci când tensiunea de intrare cade sub pragul inferior.
Pentru calcularea valorilor pentru R1, R2 şi R3, trebuie găsite valori care să respecte Ecuaţia 1-1 şi Ecuaţia 1-2.

Notă: Prin rezistenţele R1, R2 şi R3 va trece un curent continuu. Pentru limitarea disipării de putere pe rezistenţe, rezistenţa totală R1, R2 şi R3 trebuie să fie de minim 1kΩ. Rezistenţa totală a R1, R2 şi R3 trebuie de asemenea să fie menţinută la mai puţin de 1 MΩ pentru prevenirea deviaţiei de tensiune corespunzătoare curenţilor de intrare ai comparatorului.

Ecuaţia 1-1:

Ecuaţia 1-2:

Exemple:
• VDD = 5V, VTH = 2,5V, VTL = 2V
• R1 = 12kΩ, R2 = 2,7kΩ, R3 = 10kΩ
• VTH (actual) = 2,57V, VTL (actual) = 2,02V

Adăugarea de histerezis:
Pentru adăugarea unui histerezis la intrarea LOW LIMIT a comparatorului trebuie aleasă o valoare potrivită pentru Req, de la 1k la 10 kohm, şi apoi rezistenţa trebuie plasată între intrarea circuitului şi intrarea ne-inversoare LOW LIMIT a comparatorului. Apoi este calculată rezistenţa de reacţie prin utilizarea Ecuaţiei 1-3 şi Ecuaţiei 1-4.

Ecuaţia 1-3:

Ecuaţia 1-4:

Figura 2-1 Data slicer

TIP #2 Circuit separator de date
În ambele modalităţi de transmisie de date cu fir şi wireless, semnalul de date poate fi afectat de o derivă de curent continuu cauzată de deriva termică, curenţi de masă sau alţi factori din sistem. Atunci când aceasta se întâmplă, utilizarea unui nivel simplu de comparaţie pentru recuperarea datelor nu este posibilă deoarece deriva de CC poate depăşi amplitudinea vârf-la-vârf a semnalului. Circuitul tipic utilizat pentru recuperarea semnalului în această situaţie este un separator de date.
Circuitul prezentat în Figura 2-1 operează prin compararea semnalului de intrare cu o referinţă reglabilă obţinută din valoarea medie CC a semnalului de intrare. Valoarea medie CC este determinată prin utilizarea unui filtru simplu RC trece jos (R1 şi C1). Frecvenţa de vârf a filtrului RC trebuie să fie suficient de mare pentru a ignora deriva nivelului CC, dar suficient de mică pentru a trece datele transmise.
Rezistenţele R2 şi R3 sunt opţionale. Ele oferă o mică polarizare a referinţei, fie High fie Low, pentru a oferi o stare preferenţială a ieşirii atunci când nu sunt recepţionate date. R2 va polariza ieşirea în starea Low şi R3 va polariza ieşirea în starea High. Numai una dintre rezistenţe trebuie utilizată la un moment dat, şi valoarea sa trebuie să fie de cel puţin 50 până la 100 de ori mai mare decât R1.
Exemplu:
Viteză de transfer de date de 10 kbiţi/secundă. Frecvenţa filtrului trece jos este de 500 Hz: R1 = 10kΩ, C1 = 33 µF. R2 sau R3 trebuie să fie de la 500kΩ la 1 MΩ.

Figura 3-1 Circuit ONE-SHOT

TIP #3 Circuit One-Shot
Atunci când se lucrează cu semnale de mică durată, este adesea convenabil să se prelungească evenimentul prin utilizarea unui circuit monostabil, multivibrator sau de tip one-shot. Când are loc pulsul pe intrare, circuitul one-shot menţine ieşirea pentru o perioadă prestabilită de timp. Aceasta prelungeşte semnalul de intrare într-o ieşire de durată mai mare pe care microcontrolerul o poate capta. Circuitul este proiectat cu două căi de reacţie pe comparator. Prima este o reacţie de histerezis pozitiv, VHI şi VLO, bazată pe starea ieşirii comparatorului. A doua cale de reacţie este un circuit temporizator RC.
Circuitul prezentat în Figura 3-1 este declanşat de o tranziţie de la nivel inferior la nivel superior pe intrare şi generează un puls de ieşire. În cele ce urmează va fi descrisă funcţionarea circuitului pentru componentele exemplificate.
Anterior declanşării, C1 se va încărca la o tensiune uşor peste 0,7V datorită rezistenţei R2 şi D1 (R1 << R2 va produce un efect minim asupra tensiunii). Ieşirea din comparator va avea starea logică 0, menţinând intrarea ne-inversoare uşor sub 0,7V datorită reacţiei de histerezis prin R3, R4 şi R5 (limita inferioară de histerezis este proiectată să fie mai mică decât 0,7V). Cu intrarea ne-inversoare menţinută în stare 0, C2 se va încărca până la diferenţa dintre intrarea în circuit şi tensiunea prezentă la intrarea ne-inversoare.
Când intrarea în circuit trece brusc în stare logică 1, tensiunea prezentă la intrarea ne-inversoare este împinsă peste 0,7V datorită încărcării C2. Aceasta cauzează trecerea în stare 1 a ieşirii din comparator, tensiunea de histerezis la intrarea ne-inversoare trece către tensiunea de prag superior, iar C1 începe să se încarce prin R2.
Atunci când tensiunea prin C1 depăşeşte pragul de tensiune superior, ieşirea din comparator trece în stare 0, C1 se descarcă uşor peste limita de 0,7V, intrarea ne-inversoare este împinsă sub 0,7V, iar circuitul este reiniţializat în aşteptarea următorului puls de intrare.
Pentru proiectarea circuitului one-shot, prima dată este creată reacţia de histerezis prin utilizarea tehnicilor descrise mai sus. Trebuie reţinută stabilirea pragului inferior sub 0,7V. Apoi se aleg valorile pentru R2 şi C1 prin utilizarea Ecuaţia 3-1:

D1 poate fi orice diodă de comutaţie de joasă tensiune. R1 trebuie să fie de la 1% la 2% din R2, iar C2 trebuie să fie între 100 şi 220 pF.
Exemplu:
• VDD = 5V, VTH = 3V, VTL = 2,5V
• R4 = 1kΩ, R5 = 1,5kΩ şi R3 = 12kΩ
• TPULSE = IMS, C1= .1µF şi R2=15kΩ
• D1 este un 1N4148, R1 = 220Ω şi C2 = 150 pF

Lasă un răspuns

Adresa ta de email nu va fi publicată. Câmpurile necesare sunt marcate *

  • Folosim datele dumneavoastră cu caracter personal NUMAI pentru a răspunde comentariilor/solicitărilor dumneavoastră.
  • Pentru a primi raspunsuri adecvate solicitărilor dumneavoastră, este posibil să transferăm adresa de email și numele dumneavoastră către autorul articolului.
  • Pentru mai multe informații privind politica noastră de confidențialitate și de prelucrare a datelor cu caracter personal, accesați link-ul Politica de prelucrare a datelor (GDPR) si Cookie-uri.
  • Dacă aveți întrebări sau nelămuriri cu privire la modul în care noi prelucrăm datele dumneavoastră cu caracter personal, puteți contacta responsabilul nostru cu protecția datelor la adresa de email: gdpr@esp2000.ro
  • Abonați-vă la newsletter-ul revistei noastre